环球头条：5V转3.3V电平的19种方法技巧

技巧一：使用LDO稳压器，从5V电源向3.3V系统供电

标准三端线性稳压器的压差通常【cháng】是 2.9-21.0V。要把 5V 可靠地【dì】转【zhuǎn】换为 3.3V，就【jiù】不能使用它们。压差【chà】为几百个【gè】毫伏的【de】低压【yā】降 （Low Dropout， LDO）稳【wěn】压器，是此类应用【yòng】的理想选择。图 9-21 是基本LDO 系统【tǒng】的框图【tú】，标注了相应的电流。从图中可以看出， LDO 由四个主要部分组成：

(相关资料图)

1. 导通晶体管

2. 带隙参考源

3. 运算放大器

4. 反馈电阻分压器

在选择【zé】 LDO 时，重【chóng】要的是要知道如何区分【fèn】各种LDO。器件的静态电流、封【fēng】装大小【xiǎo】和型号是【shì】重要的器件参数。根据【jù】具体应用来【lái】确定各【gè】种参数【shù】，将会【huì】得到最优的设计【jì】。

LDO的静态电【diàn】流【liú】IQ是器件空载工作【zuò】时【shí】器【qì】件的接【jiē】地电流 IGND。IGND 是 LDO 用来进行【háng】稳压的【de】电流【liú】。当IOUT>>IQ 时， LDO 的【de】效【xiào】率可【kě】用输出电压除以输入【rù】电压来近似地得到。然而，轻载时，必须将【jiāng】 IQ 计入效率计【jì】算【suàn】中。具有较低 IQ 的 LDO 其轻载效率较【jiào】高。轻载效率的【de】提高对于 LDO 性【xìng】能有负面影响。静态电流较【jiào】高的【de】 LDO 对于线路【lù】和负载的突然变化有更快的响应。

技巧二：采用齐纳二极管的低成本供电系统

这里详细说明了一个采用齐纳二极管的低成本稳压器方案。

可以【yǐ】用齐纳二极管和【hé】电阻做成简单的低成本 3.3V稳压器【qì】，如【rú】图【tú】 9-21 所示。在很多应用中，该电路可【kě】以替代 LDO 稳压器并具成本效益【yì】。但是，这【zhè】种稳【wěn】压器对负载敏感的程度要高于 LDO 稳【wěn】压器【qì】。另外，它的能效较【jiào】低，因【yīn】为 R1 和 D1 始终有功耗。R1 限制流入D1 和【hé】 PICmicro MCU的电流，从而使VDD 保【bǎo】持在允许范围【wéi】内。由于【yú】流经【jīng】齐纳【nà】二【èr】极管的电流变化时，二极管的反向电【diàn】压也将发【fā】生改变，所【suǒ】以需要仔细考虑 R1 的值。

R1 的选择依据【jù】是：在最大负载时【shí】——通常是【shì】在PICmicro MCU 运行且驱动其输【shū】出【chū】为【wéi】高电平时【shí】——R1上的【de】电压降【jiàng】要足够低【dī】从而使PICmicro MCU有足以维持工【gōng】作所需【xū】的电压。同【tóng】时，在最小负载【zǎi】时——通常【cháng】是 PICmicro MCU 复位时【shí】——VDD 不超过齐纳二极管的额定功率，也不超【chāo】过 PICmicro MCU的最大 VDD。

技巧三：采用3个整流二极管的更低成本供电系统

图 9-21 详细【xì】说明【míng】了【le】一个采【cǎi】用 3 个整流二极管的【de】更低【dī】成本稳压器方案。

我们也可【kě】以把几个常规开【kāi】关【guān】二极管串【chuàn】联起来，用其正向压降来【lái】降【jiàng】低进入的 PICmicro MCU 的电压。这甚至比【bǐ】齐纳二极管稳压【yā】器的成本【běn】还要低【dī】。这种设计的电流消【xiāo】耗【hào】通常要比使【shǐ】用齐纳二极【jí】管的电路低。

所需【xū】二极管的数量根【gēn】据所选用【yòng】二极管的正向电压而【ér】变化。二极管 D1-D3 的电压【yā】降是【shì】流经这些【xiē】二极管【guǎn】的电流的函数。连接【jiē】 R1 是为了避免在负【fù】载最小时【shí】——通常是 PICmicro MCU 处于【yú】复位【wèi】或休眠状态时——PICmicro MCU VDD 引脚上的电【diàn】压超过PICmicro MCU 的最【zuì】大【dà】 VDD 值。根据其【qí】他连【lián】接至VDD 的电路，可以提【tí】高【gāo】R1 的阻【zǔ】值，甚至也可能完【wán】全不需要 R1。二极管 D1-D3 的选择依据是：在最大负载时——通常是 PICmicro MCU 运行且驱动其输【shū】出为高电平时——D1-D3 上的电压【yā】降要足够低从而【ér】能【néng】够满足【zú】 PICmicro MCU 的最低 VDD 要【yào】求。

技巧四：使用开关稳压器，从5V电源向3.3V系统供电

如图 9-21 所示【shì】，降压开【kāi】关稳【wěn】压器是【shì】一种基于电感的转换器，用来把输入【rù】电压【yā】源降低至幅值【zhí】较低的输出电压。输出【chū】稳压是通【tōng】过【guò】控制 MOSFETQ1 的导通（ON）时间来实现的。由于 MOSFET 要【yào】么【me】处于【yú】低阻状态【tài】，要么处于高阻【zǔ】状【zhuàng】态（分别为 ON 和OFF），因此【cǐ】高【gāo】输入源电【diàn】压能【néng】够高效率地转换成较低的【de】输出电压。

当【dāng】 Q1 在这【zhè】两种状态期间时，通【tōng】过平衡【héng】电感的【de】电压- 时间，可以建立输入和【hé】输出电压之间的关【guān】系【xì】。

对于 MOSFET Q1，有下式：

在选择电感的值【zhí】时，使【shǐ】电感的最大峰 - 峰纹【wén】波电流等于最大负载电流的百【bǎi】分之【zhī】十的【de】电感值【zhí】，是个很好的初始【shǐ】选择。

在选择输出电容值时，好的初值是：使 LC 滤波器特性阻抗等于【yú】负载电阻。这样在满载工作【zuò】期间如果【guǒ】突然卸掉负【fù】载，电【diàn】压过冲【chōng】能处于可【kě】接受【shòu】范围之内。

在选择二极管 D1 时，应选择【zé】额【é】定电流足够【gòu】大的元件，使之【zhī】能够承受【shòu】脉冲周期 （IL）放电期【qī】间的【de】电【diàn】感电流。

数字连接

在连接两个工作电压不同的器件时，必须要知道其各自【zì】的输出【chū】、输入阈值。知【zhī】道阈值之后，可根据【jù】应用的其他需求选择【zé】器件【jiàn】的【de】连【lián】接方法。表 9-21 是本【běn】文档所【suǒ】使用的输出、输入【rù】阈值【zhí】。在设【shè】计【jì】连接时，请务必参考制造商的【de】数据手册以获得实【shí】际的【de】阈值电【diàn】平。

技巧五：3.3V →5V直接连接

将 3.3V 输出连接到【dào】 5V 输入最简单【dān】、最理想【xiǎng】的方法是【shì】直接【jiē】连接。直【zhí】接连接需要满足以下 2 点要求：

• 3.3V输出的 VOH 大于 5V 输入的 VIH

• 3.3V输出的 VOL 小于 5V 输入的 VIL

能够使【shǐ】用这种方【fāng】法【fǎ】的例子之一是【shì】将 3.3V LVCMOS输出连接到 5V TTL 输入。从表 9-21 中所【suǒ】给【gěi】出的值【zhí】可以清楚地看到上述要求【qiú】均满足。

3.3V LVCMOS 的【de】 VOH （3.0V）大于 5V TTL 的VIH （2.0V）且【qiě】 3.3V LVCMOS 的【de】 VOL （0.5V）小于 5V TTL 的【de】VIL （0.8V）。

如果【guǒ】这两个要求得不到【dào】满足，连接两个部分【fèn】时就需【xū】要额外的【de】电路【lù】。可能的解决方案请参阅技巧 6、7、 8 和 13。

技巧六：3.3V→5V使用MOSFET转换器

如果【guǒ】 5V 输入的 VIH 比 3.3V CMOS 器件的 VOH 要【yào】高，则驱【qū】动任何【hé】这样的【de】 5V 输入就需要额【é】外的电路。图 9-21 所示为【wéi】低成本的双元件解【jiě】决方案。

在选【xuǎn】择 R1 的阻值【zhí】时，需要【yào】考虑两个参【cān】数，即：输【shū】入的开关速度和 R1 上的电流消【xiāo】耗。当把输入从 0切换【huàn】到 1 时，需要计入【rù】因 R1 形【xíng】成的【de】 RC 时间【jiān】常数而导致的输入上【shàng】升时间、 5V 输入的输入容【róng】抗以及电路板上任【rèn】何【hé】的【de】杂散【sàn】电容。输入开关速度可通过下式计算【suàn】：

由于【yú】输入容抗和【hé】电路板上的杂【zá】散电容是固定的，提高输【shū】入开关速度的惟一途径是降低【dī】 R1 的【de】阻值【zhí】。而降低 R1 阻值以获取更短的开关时间，却是以【yǐ】增大5V 输入【rù】为低【dī】电平时的电【diàn】流消【xiāo】耗【hào】为代价的【de】。通常，切换到 0 要【yào】比【bǐ】切换到 1 的【de】速度快【kuài】得【dé】多，因为 N 沟道 MOSFET 的导通电阻要远小于 R1。另外，在选【xuǎn】择【zé】 N 沟道【dào】 FET 时，所选【xuǎn】 FET 的 VGS 应【yīng】低于3.3V 输出的 VOH。

技巧七：3.3V→5V使用二极管补偿

表 9-21 列出【chū】了 5V CMOS 的输入电压阈值、 3.3VLVTTL 和 LVCMOS 的输【shū】出驱动电压。

从上表看出， 5V CMOS 输入的高、低输入【rù】电压阈值【zhí】均比 3.3V 输出的阈值高【gāo】约【yuē】一【yī】伏。因此，即【jí】使来自 3.3V 系【xì】统的输出能够被补【bǔ】偿，留【liú】给噪声或元件【jiàn】容【róng】差的余地也很小或者没【méi】有。我们【men】需要的【de】是能够补偿输出并加【jiā】大【dà】高低输出【chū】电压差的电路。

输出电压规范确定后，就已经假定：高【gāo】输出驱动的是输出和【hé】地之间的负载，而低输出驱【qū】动的是【shì】 3.3V和【hé】输【shū】出之【zhī】间的负载。如果高【gāo】电压【yā】阈值的负载实【shí】际上是在输出和【hé】 3.3V 之间的【de】话，那么输出电压【yā】实际上要高得【dé】多，因为拉高【gāo】输出的机制【zhì】是负载电阻【zǔ】，而不是输出【chū】三极管。

如果我们设计【jì】一个二【èr】极【jí】管补偿电路 （见图【tú】 9-21），二极管 D1 的正【zhèng】向电压 （典型【xíng】值 0.7V）将【jiāng】会使【shǐ】输出低电压上升，在 5V CMOS 输入得到 1.1V 至1.2V 的【de】低电压。它安全地【dì】处于 5V CMOS 输入的低输入【rù】电压阈值【zhí】之下。输出【chū】高电压由上拉电阻和连至3.3V 电源的二极管【guǎn】 D2 确定。这使得【dé】输【shū】出高电压大约比 3.3V 电源高 0.7V，也【yě】就是 4.0 到 4.1V，很安全地在 5V CMOS 输入阈值 （3.5V）之上。

注：为【wéi】了使电路工作正常【cháng】，上拉电阻【zǔ】必【bì】须显【xiǎn】著小【xiǎo】于 5V CMOS 输入的输入电阻，从而避【bì】免由于输入端【duān】电【diàn】阻分压【yā】器【qì】效应而导致的输出电【diàn】压下降。上拉电阻【zǔ】还必须足够大【dà】，从而确保加载在 3.3V 输出上的电流在器件规范【fàn】之内。

技巧八：3.3V→5V使用电压比较器

比较器的基本工作如下：

• 反【fǎn】相 （-）输入电【diàn】压大于同相 （+）输入电压时，比较【jiào】器【qì】输出【chū】切换到 Vss。

• 同相 （+）输入【rù】端电【diàn】压大于反相 （-）输入电压时，比较【jiào】器【qì】输出为高电平。

为【wéi】了保持 3.3V 输出的【de】极性， 3.3V 输【shū】出必须连接到【dào】比较器的【de】同相输入端。比较【jiào】器的反【fǎn】相输入连接【jiē】到由 R1 和【hé】 R2 确【què】定【dìng】的参考电压处，如图 9-21 所示。

计算 R1 和 R2

R1 和 R2 之比取决于输入信号的逻辑电平【píng】。对于3.3V 输【shū】出，反相【xiàng】电压应该置于VOL 与VOH之间的中点电【diàn】压。对【duì】于 LVCMOS 输出，中点【diǎn】电压为：

如果 R1 和 R2 的逻辑电平关系如下，

若 R2 取值为 1K，则 R1 为 1.8K。

经【jīng】过适当连接后的运算放大器可以用作比较器，以【yǐ】将【jiāng】 3.3V 输入信号转换【huàn】为 5V 输出信号。这是利用了比较器的特【tè】性，即【jí】：根据 “反相”输入与 “同相”输入之间的【de】压【yā】差幅【fú】值【zhí】，比较器迫使输出为高（VDD）或【huò】低【dī】 （Vss）电平。

注：要【yào】使运算放大器在 5V 供电下正常工作，输出必须【xū】具有轨到【dào】轨【guǐ】驱动【dòng】能力。

技巧九：5V→3.3V直接连接

通常 5V 输出的 VOH 为【wéi】 4.7 伏【fú】， VOL 为 0.4 伏【fú】；而通常 3.3V LVCMOS 输入的 VIH 为 0.7 x VDD， VIL为 0.2 x VDD。

当 5V 输出驱【qū】动为低时【shí】，不【bú】会有问【wèn】题【tí】，因为 0.4 伏的输出小于 0.8 伏的输入阈值。当【dāng】 5V 输出为高时， 4.7 伏的【de】 VOH 大于 2.1 伏 VIH，所【suǒ】以【yǐ】，我们【men】可【kě】以直接把两个引脚相【xiàng】连，不会有冲突，前提是3.3V CMOS 输出能够耐受 5 伏电压。

如果【guǒ】 3.3V CMOS 输入不能耐受 5 伏电压，则【zé】将出现问题，因为超出了【le】输入的【de】最大电【diàn】压规范。可能【néng】的解【jiě】决方案请参见技巧 9-21。

技巧十：5V→3.3V使用二极管钳位

很多厂商都使【shǐ】用【yòng】钳位【wèi】二极管来保护【hù】器件的 I/O 引脚【jiǎo】，防【fáng】止引【yǐn】脚上的电压超过最大允许【xǔ】电压【yā】规【guī】范。钳位【wèi】二极管使引脚上的电压不会低于 Vss 超过【guò】一个【gè】二【èr】极管压【yā】降，也不会高于【yú】 VDD 超过【guò】一个二极管压降【jiàng】。要【yào】使【shǐ】用钳位【wèi】二极管来保护输入，仍然【rán】要关注流经钳位二极管【guǎn】的【de】电流【liú】。流经钳位二极管的【de】电流【liú】应该始【shǐ】终比较小【xiǎo】 （在微安【ān】数量级上）。如果流经钳位【wèi】二极管的电【diàn】流过大，就存在部件闭锁【suǒ】的危【wēi】险【xiǎn】。由于5V 输出的源电【diàn】阻通常在 10Ω 左右，因此仍需串联一【yī】个电阻，限制流经钳位二极管【guǎn】的电流【liú】，如图 9-21所示。使用串联电【diàn】阻的【de】后果是降低了输入开关的【de】速度【dù】，因为引脚 （CL）上构【gòu】成了 RC 时间常数【shù】。

如果【guǒ】没有【yǒu】钳【qián】位二极管【guǎn】，可以在电【diàn】流中添加一个外部二极管，如图 9-21 所示。

技巧十一：5V→3.3V有源钳位

使用二极管钳位有一个问题，即【jí】它【tā】将向 3.3V 电源注入电流【liú】。在具有【yǒu】高电流 5V 输出且轻载 3.3V 电源轨的设计中，这种电【diàn】流注入【rù】可能会【huì】使【shǐ】 3.3V 电源电压超过【guò】 3.3V。为了避免这个问题，可以用一个三【sān】极管来替代【dài】，三【sān】极管【guǎn】使【shǐ】过量的输出驱动电流流【liú】向【xiàng】地，而不【bú】是 3.3V 电源。设计的电路【lù】如图 9-21 所示。

Q1的【de】基极-发射极结所起的作用【yòng】与二【èr】极管钳【qián】位【wèi】电路中的二【èr】极【jí】管相同。区【qū】别在于【yú】，发射极【jí】电流只有百分之几流出基极进入 3.3V 轨，绝大部分【fèn】电【diàn】流都流【liú】向集电极，再【zài】从集电【diàn】极无害地【dì】流入地【dì】。基极电流与集【jí】电【diàn】极电流之比，由晶【jīng】体管的电流增益决定，通常为10-400，取决于所使【shǐ】用的晶体管。

技巧十二：5V→3.3V电阻分压器

可【kě】以使用简【jiǎn】单的电阻分压器【qì】将 5V 器件的输出降低到适用【yòng】于 3.3V 器件【jiàn】输入的电平。这种接口的等效【xiào】电路【lù】如图 9-21 所示。

通常，源电阻 RS非常【cháng】小 （小于 10Ω），如果选择的 R1 远大于【yú】 RS 的话，那【nà】么【me】可以忽【hū】略 RS 对 R1 的【de】影响。在接收端，负载电【diàn】阻 RL 非常大 （大于【yú】500 kΩ），如果【guǒ】选择的R2远【yuǎn】小于RL的话，那么【me】可以【yǐ】忽略【luè】 RL 对【duì】 R2 的影响。

在【zài】功耗和瞬态时间之间存在取舍权衡【héng】。为【wéi】了使接口电流的功【gōng】耗需【xū】求最小，串联电阻 R1 和 R2 应尽可能【néng】大。但是，负【fù】载电容 （由杂【zá】散电容 CS 和 3.3V 器件的【de】输入电容【róng】 CL 合【hé】成）可能会对输入信号的上升【shēng】和【hé】下降时间【jiān】产生不利影响。如【rú】果 R1 和【hé】 R2 过【guò】大，上升和下降时间可能会过长而无法接受。

如【rú】果忽略 RS 和 RL 的影【yǐng】响，则确定 R1 和 R2 的式子【zǐ】由下面的【de】公式 9-21 给出。

公式 9-21 给出了确定上升和下降时间的公式。为便于电路分析，使用戴维宁等【děng】效计算来确定【dìng】外加电【diàn】压 VA 和【hé】串联电【diàn】阻 R。戴维宁等效计算定义为开路电压除以短【duǎn】路【lù】电流。根【gēn】据公式 9-21 所施加【jiā】的限【xiàn】制，对于图 9-21 所示电路【lù】，确定的戴维【wéi】宁等效【xiào】电阻 R 应为 0.66*R1，戴维【wéi】宁等效电【diàn】压 VA 应为0.66*VS。

例如，假设有下列条件存在：

• 杂散电容 = 30 pF

• 负载电容 = 5 pF

• 从 0.3V 至 3V 的最大上升时间 ≤ 1 μs

• 外加源电压 Vs = 5V

确定最大电阻的计算如公式 9-21 所示。

技巧十三：3.3V→5V电平转换器

尽管【guǎn】电平【píng】转换可以分立【lì】地进行，但通常使用集成解决方案较【jiào】受欢迎。电平【píng】转换【huàn】器【qì】的使【shǐ】用【yòng】范围比较广【guǎng】泛：有单向和双向配置、不同的【de】电压转换和不同的速度，供【gòng】用户选择最佳【jiā】的解决方【fāng】案。

器件【jiàn】之间的板级通讯 （例如， MCU 至【zhì】外设【shè】）通过【guò】 SPI 或 I2C来进行【háng】，这是最常见的。对于SPI，使用单向电平转换【huàn】器比较合适【shì】；对于 I2C，就需【xū】要使【shǐ】用【yòng】双向解决方案【àn】。下面的图 9-21 显示了这两【liǎng】种解【jiě】决方【fāng】案。

模拟

3.3V 至 5V 接口的最后一项挑【tiāo】战是如何转换【huàn】模拟信【xìn】号，使之跨【kuà】越电源障碍。低【dī】电平信号可【kě】能不需要外部电路，但在 3.3V 与 5V 之间传送信【xìn】号的系统【tǒng】则会【huì】受到【dào】电【diàn】源变化的影【yǐng】响。例如，在 3.3V 系统中，ADC转换1V峰值的模拟信号，其分辨率要比5V系统中 ADC 转换的【de】高，这是因为在 3.3V ADC 中，ADC 量程中更【gèng】多的部分用于【yú】转换。但另一方面，3.3V 系【xì】统中【zhōng】相对较【jiào】高的信号幅值【zhí】，与系统较低的共模电压限制可能会发生冲突。

因【yīn】此，为了【le】补偿上述差异，可能需要某种接【jiē】口【kǒu】电路。本【běn】节【jiē】将讨论接口【kǒu】电路【lù】，以帮助【zhù】缓和信号在不同电源之间转换的问题【tí】。

技巧十四：3.3V→5V模拟增益模块

从 3.3V 电【diàn】源连接【jiē】至 5V 时，需要提升模拟电压。33 kΩ 和【hé】 17 kΩ 电阻设定了运【yùn】放的【de】增益，从而【ér】在【zài】两端均使用满量【liàng】程。11 kΩ 电阻限制了流回【huí】 3.3V 电路的电流。

技巧十五：3.3V→5V模拟补偿模块

该模块用于补偿 3.3V 转换到 5V 的模【mó】拟【nǐ】电压【yā】。下面是将 3.3V 电【diàn】源供【gòng】电的模拟电压转换为由【yóu】 5V电【diàn】源供电。右上【shàng】方的 147 kΩ、 30.1 kΩ 电阻以及+5V 电【diàn】源【yuán】，等效于串联了 25 kΩ 电阻【zǔ】的 0.85V 电压源。这个等效的 25 kΩ 电【diàn】阻、三个【gè】 25 kΩ 电阻以【yǐ】及运放【fàng】构成了增【zēng】益为【wéi】 1 V/V 的差动放大器。0.85V等效电压源【yuán】将【jiāng】出现在输入端的任何信号向上平移相【xiàng】同【tóng】的幅【fú】度；以 3.3V/2 = 1.65V 为中心的【de】信号【hào】将同时以 5.0V/2 = 2.50V 为【wéi】中心。左上方的【de】电阻限制了【le】来自【zì】 5V 电路的电【diàn】流。

技巧十六：5V→3.3V有源模拟衰减器

此技巧使用运【yùn】算放大器衰减从 5V 至【zhì】 3.3V 系【xì】统的【de】信号幅值。

要【yào】将 5V 模拟信号转换为【wéi】 3.3V 模拟信号，最简单的方法是使用 R1:R2 比值为【wéi】 1.7:3.3 的电阻分【fèn】压器。然【rán】而，这种方法【fǎ】存在一【yī】些问题【tí】。

1）衰减器可能会接至容性负载，构成不期望得到的低通滤波器。

2）衰减器电路可能需要从高阻抗源驱动低阻抗负载。

无论是哪种情形，都需要运算放大器用以缓冲信号。

所需的运放电路是单位增益跟随器 （见图 9-21）。

电路输出电压与加在输入的电压相同。

为了把 5V 信号【hào】转换为较【jiào】低【dī】的 3V 信【xìn】号，我们只要加上电阻衰减器即可【kě】。

如果电阻【zǔ】分压器位于单【dān】位增益跟随器【qì】之【zhī】前，那么将为【wéi】 3.3V 电路提供最低【dī】的【de】阻抗。此外【wài】，运放可以从【cóng】3.3V 供【gòng】电，这将节省【shěng】一些【xiē】功耗。如果选择的 X 非【fēi】常大的话， 5V 侧的功耗可以最大限度地【dì】减小。

如【rú】果衰减【jiǎn】器位于单位增益【yì】跟随器之后【hòu】，那【nà】么对 5V源而言就有最高的阻抗。运放必须从 5V 供电，3V 侧的阻抗将取决于 R1||R2 的【de】值。

技巧十七：5V→3.3V模拟限幅器

在【zài】将【jiāng】 5V 信【xìn】号传送给 3.3V 系统时，有时可【kě】以【yǐ】将【jiāng】衰【shuāi】减用作【zuò】增【zēng】益。如果期望的信号小于 5V，那么把信号直接送入 3.3V ADC 将产生较【jiào】大的转换值。当信号接近 5V 时【shí】就会出现【xiàn】危险。所以，需【xū】要控制电压越限的方法【fǎ】，同时不影响【xiǎng】正常范围【wéi】中的电压。这里将讨论三种【zhǒng】实现方【fāng】法。

1. 使用二极管，钳位过电压至 3.3V 供电系统。

2. 使用齐纳二极管，把电压钳位至任何期望的电压限。

3. 使用带二极管的运算放大器，进行精确钳位。

进行过【guò】电压【yā】钳【qián】位的最简单的方法，与将 5V 数字信【xìn】号【hào】连接至 3.3V 数字信【xìn】号的简单方法完全【quán】相同。使用电【diàn】阻和二极管，使过量【liàng】电流流入【rù】 3.3V 电源。选用的电【diàn】阻值必须能够保护【hù】二极【jí】管【guǎn】和 3.3V 电源，同【tóng】时还不会【huì】对模拟性能造成负面影响。如果 3.3V 电源的阻抗太低，那么【me】这【zhè】种【zhǒng】类型的钳位可【kě】能致【zhì】使【shǐ】3.3V 电【diàn】源电压上升。即使【shǐ】 3.3V 电源有很好【hǎo】的低【dī】阻抗，当二极【jí】管导【dǎo】通时，以及【jí】在频【pín】率足够【gòu】高的情况下，当二极管【guǎn】没有导通时 （由于有跨越二极管的寄生电容），此类钳位都将【jiāng】使【shǐ】输入信号向 3.3V 电【diàn】源施加【jiā】噪声。

为【wéi】了防止输入【rù】信号对【duì】电源造【zào】成影【yǐng】响，或者为了使输入应对【duì】较大的瞬【shùn】态电流时更为从容，对前述方【fāng】法稍加变化，改用齐纳【nà】二极管。齐纳二极管的速度通常要比第一个电路中所【suǒ】使用的快速信号二极管慢。不过，齐纳钳位一般来说更为结实，钳【qián】位时不依【yī】赖于电源【yuán】的特性参数。钳位的大小【xiǎo】取【qǔ】决于流经【jīng】二【èr】极管的【de】电流。这由【yóu】 R1 的【de】值决【jué】定。如【rú】果 VIN 源的输出阻抗足够大的话，也可不【bú】需【xū】要 R1。

如果【guǒ】需要不依【yī】赖于【yú】电源的更【gèng】为精【jīng】确的过【guò】电压钳位【wèi】，可以使用运【yùn】放【fàng】来【lái】得到精【jīng】密二极管。电【diàn】路如图 9-21所示。运放补偿【cháng】了二极【jí】管的正向压降，使得电压【yā】正好被钳位在运放【fàng】的同相输【shū】入端【duān】电源电压上。如果运放【fàng】是轨到轨的话，可以用 3.3V 供电。

由于钳位是通过运放来进行的，不会影响到电源。

运放不能改善低电压电路【lù】中出现的阻抗，阻抗【kàng】仍为【wéi】R1 加上源【yuán】电路【lù】阻抗。

技巧十八：驱动双极型晶体管

在驱【qū】动【dòng】双极型晶体管【guǎn】时，基极 “驱【qū】动”电流和正向【xiàng】电【diàn】流【liú】增益 （Β/hFE）将决定晶体管将吸纳【nà】多少电流。如果晶体【tǐ】管被单片机I/O 端【duān】口驱动【dòng】，使【shǐ】用端口电压和【hé】端口电【diàn】流上限 （典型值 20 mA）来计算基极驱动【dòng】电流。如果使用的是 3.3V 技术，应改【gǎi】用阻值较小【xiǎo】的【de】基【jī】极电流限流电阻，以确保有足够的基极驱动【dòng】电流使晶体管饱和。

RBASE的值取决于【yú】单片机【jī】电源电压。公式9-21 说【shuō】明【míng】了如何计算 RBASE。

如果将双极型晶体管【guǎn】用作开关【guān】，开启【qǐ】或关闭由单片机【jī】 I/O 端口【kǒu】引脚控制的负载，应使用最小的 hFE规【guī】范和裕度，以【yǐ】确【què】保器件【jiàn】完全饱和。

3V 技术示例：

对于这两个示例，提高基极电流留出【chū】裕度是【shì】不错的做法。将 1 mA 的【de】基极电流【liú】驱动【dòng】至 2 mA 能确【què】保饱和，但代价【jià】是提高【gāo】了输入功耗。

技巧十九：驱动N沟道MOSFET晶体管

在选择与 3.3V 单片机【jī】配合使用的外【wài】部 N 沟道MOSFET 时，一【yī】定要小心。MOSFET 栅极【jí】阈值电压表明【míng】了器件完全饱和的能【néng】力。对于 3.3V 应【yīng】用【yòng】，所选【xuǎn】 MOSFET 的额【é】定导通电阻【zǔ】应针对 3V 或更小的栅【shān】极驱动电压。例如，对于具有 3.3V 驱动【dòng】的100 mA负载，额定漏极电流为250 μA的【de】FET在栅极【jí】 - 源极施加 1V 电压时，不一定【dìng】能【néng】提供满【mǎn】意的结果。在从 5V 转换到【dào】 3V 技术时，应仔细【xì】检查栅极- 源极阈值和导【dǎo】通电阻【zǔ】特性【xìng】参【cān】数，如图 9-21 所【suǒ】示【shì】。稍微减【jiǎn】少【shǎo】栅极驱动电压【yā】，可以显著减小漏电流。

对于 MOSFET，低阈【yù】值器件较为【wéi】常见，其漏【lòu】－源电压额【é】定值低于 30V。漏－源额定电【diàn】压【yā】大于 30V的 MOSFET，通常具【jù】有更高的阈值电压 （VT）。

如表 9-21 所示，此 30V N 沟道 MOSFET 开【kāi】关【guān】的阈值电压是 0.6V。栅【shān】极施加【jiā】 2.8V 的电压时，此MOSFET 的额定电【diàn】阻是 35 mΩ，因此，它非常适用【yòng】于【yú】 3.3V 应用。

对于 IRF7201 数【shù】据【jù】手【shǒu】册中的【de】规【guī】范【fàn】，栅极阈值【zhí】电压最小值规定为 1.0V。这并不意味着器【qì】件可以【yǐ】用来在1.0V 栅 - 源【yuán】电压时【shí】开关电【diàn】流，因为对于低于 4.5V 的VGS （th），没有【yǒu】说明规范【fàn】。对于【yú】需要低开关电阻的 3.3V 驱动的应用，不建【jiàn】议使用 IRF7201，但它可以用于【yú】 5V 驱【qū】动应用。

审核编辑：汤梓红